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    • 专利摘要:
    Vorgestelltwird eine Schaltung (10) zur Vervielfachung einer Frequenz mit einerKaskade aus einer Transadmittanz (12) mit einer Übertragungskennlinie (20) undeiner Transimpedanz (14) mit einer Übertragungskennlinie (26),wobei die Transadmittanz (12) zwei Anschlüsse (16, 18) für ein Signal(V_in) einer ersten Frequenz und die Transimpedanz (14) zwei Anschlüsse (28, 30)für einSignal (V_out) einer zweiten Frequenz aufweisen. Die Schaltung zeichnetsich dadurch aus, dass die Übertragungskennlinie(26) der Transimpedanz (14) steiler verläuft als die Übertragungskennlinie(20) der Transadmittanz (12) und dass ein Aussteuerbereich (32)der Transadmittanz (12) größer istals ein Aussteuerbereich (34) der Transimpedanz (14).
    公开号:DE102004002826A1
    申请号:DE200410002826
    申请日:2004-01-13
    公开日:2005-08-11
    发明作者:Reinhard Dr.-Ing. Reimann
    申请人:Atmel Germany GmbH；
    IPC主号:H03B19-14
    专利说明:
    [0001] DieErfindung betrifft eine Schaltung zur Änderung einer Frequenz miteiner Kaskade aus einer Transadmittanz mit einer Spannungs-Strom-Übertragungskennlinieund einer Transimpedanz mit einer Strom-Spannungs-Übertragungskennlinie,wobei die Transadmittanz zwei Anschlüsse für ein Signal einer ersten Frequenzund die Transimpedanz zwei Anschlüsse für ein Signal einer zweitenFrequenz aufweist.
    [0002] Einesolche Schaltung ist aus der Veröffentlichung „BipolarHigh-Gain Limiting Amplifier IC for Optical-Fiber Receivers Operatingup to 4 Gbit/s", IEEEJournal Of Solid State Physics, Vol. sc-22, No. 4, August 1987,bekannt.
    [0003] Dabeiwird unter einer Transadmittanz im Allgemeinen ein Spannungs-Stromwandlerund unter einer Transimpedanz im Allgemeinen ein Strom-Spannungswandlerverstanden. In Kommunikationssystemen sollen künftig aus Kostengründen sogenannte „one-chip"-Lösungenverwendet werden, bei denen neben dem Empfangs- und Sendezweig aucheine Leistungsendstufe (Power Amplifier PA) integriert ist. Beieiner solchen integrierten Anordnung kommt es zu Wechselwirkungenzwischen der Leistungsendstufe und dem spannungsgesteuerten Oszillator(Voltage Controlled Oscillator VCO). Bei manchen Anordnungen oszilliertder VCO auf der Sendefrequenz. Das Ausgangssignal der Leistungsendstufekoppelt dann im Sendebetrieb mit maximalem Pegel direkt auf denVCO und verstimmt diesen. Mit zunehmender Leistung der Leistungsendstufe nimmtdas Maß derunerwünschtenKopplung zu, so dass die Ausgangsleistung von one-chip Transceivern(Transmitter-Receiver) stark begrenzt wird.
    [0004] Beianderen Anordnungen oszilliert der VCO auf der halben Sendefrequenz.Die Frequenz des Ausgangssignals wird dann verdoppelt. Nachteilig ist,dass Frequenzverdoppler entweder nur unsymmetrische Ausgangssignaleaufweisen, oder aber bei Verwendung von Mischern exakte Phasenbeziehungenaufweisen müssen,die erheblich mit den Fertigungsstreuungen schwanken. UnsymmetrischeAusgangssignale führenbei einer Fehlanpassung am Ausgang zu Subharmonischen bei der halbenFrequenz der Leistungsendstufe, also bei der Frequenz des spannungsgesteuertenOszillators. Die Subharmonischen stören das Signal des spannungsgesteuertenOszillators. Zusätzlichsind bei diesem Konzept nur niedrige Vergleichsfrequenzen in derPhasenregelschleife (Phase locked loop PLL) des spannungsgesteuertenOszillators möglich,was zu großen Lock-Zeiten,also zu langen Einschwingzeiträumen derPhasenregelschleife führt.
    [0005] Bekanntist auch, den VCO auf der doppelten Sendefrequenz schwingen zu lassen.Eine störende Einkopplungder Frequenz der Leistungsendstufe in den spannungsgesteuerten Oszillatortritt dann bei der ersten Harmonischen (doppelte Frequenz) des Signalsder Leistungsendstufe auf. Die unerwünschte Kopplung wird damitlediglich zu höherenFrequenzen hin verschoben, wo die Harmonischen der Leistungsendstufebereits einen deutlichen Leistungsabfall zeigen. Nachteilig ist,dass die Verkopplung lediglich reduziert wird und die maximale Leistungdaher weiterhin auf kleine Werte begrenzt bleibt.
    [0006] Weiterist bekannt, zwischen VCO und Leistungsendstufe einen Frequenz-Offsetzu verwenden. Hier ist ein erheblicher Aufwand mit zusätzlichen Mischernund VCO's erforderlich.Vergleiche M.H.Norris, „TheDesign of Digital Cellular Handsets", IEEE Colloquium, pp. 4/1-4/6, March1998.
    [0007] Vordiesem Hintergrund besteht die Aufgabe der Erfindung in der Angabeeiner Schaltung, die aus einem Eingangssignal mit einer ersten Frequenzein Ausgangssignal mit einer zweiten Frequenz erzeugt und die eineKopplung zwischen erster Frequenz und zweiter Frequenz weiter reduziert.Die Schaltung soll sich bei einer „one-chip"-Anordnung mit einem Sendezweig undeinem Empfangszweig in eine integrierte Schaltung integrieren lassen.
    [0008] DieseAufgabe wird mit einer Schaltung der eingangs genannten Art dadurchgelöst,dass die Schaltungskomponenten so dimensioniert werden, dass dieStrom-Spannungs-Übertragungskennlinie derTransimpedanz steiler verläuftals die Spannungs-Strom-Übertragungskennlinieder Transadmittanz und dass ein Aussteuerbereich der Transadmittanzgrößer istals ein Aussteuerbereich der Transimpedanz.
    [0009] Durchdiese Merkmale wird die Aufgabe der Erfindung vollkommen gelöst. Beieiner vollen Aussteuerung der Transadmittanz wird die Transimpedanzsystematisch übersteuert.Die Transimpedanz reagiert innerhalb und außerhalb ihres Aussteuerbereichesunterschiedlich auf das Stromsignal der Transadmittanz. Innerhalbdes Aussteuerbereiches der Transimpedanz wird das Stromsignal derTransadmittanz invertiert, währendes außerhalbdes Aussteuerbereiches nicht invertiert wird. In Verbindung mitdem verschieden steilen Verlauf der genannten Übertragungskennlinien ergebensich dadurch bei einer Eingangssignalhalbwelle, die den Aussteuerbereichder Transadmittanz durchläuft,drei Halbwellen im Signal der Transimpedanz. Durch diese Verdreifachungder Frequenz tritt in erster Näherungkeine Rückwirkungder Frequenz der Leistungsendstufe mit der Frequenz des spannungsgesteuertenOszillators auf, weil diese Frequenzen nicht durch Verdopplung oderHalbierung ineinander übergeführt werden. DieFrequenzen besitzen damit nicht den mit Bezug auf eine Kopplungsproblematikkritischen gemeinsamen Teiler n = 2.
    [0010] DieseEigenschaften werden bei der erfindungsgemäßen Schaltung lediglich durcheine geänderteDimensionierung der beteiligten Schaltungskomponenten erzielt, dieden Aussteuerbereich und die Übertragungskennliniender Transimpedanz und der Transadmittanz festlegen. Die bekannteDimensionierung erfolgt so, dass der Aussteuerbereich der Transimpedanzgrößer alsder Aussteuerbereich der Transadmittanz ist, was eine systematische Übersteuerungverhindert.
    [0011] Esist bevorzugt, dass die Transadmittanz einen ersten symmetrischenGleichspannungsverstärkermit einer ersten Transistorschaltung, einer zweiten Transistorschaltungund einer ersten Konstantstromquelle aufweist, die mit einem gemeinsamen Emitteranschlussder ersten Transistorschaltung und der zweiten Transistorschaltungverbunden ist.
    [0012] Bevorzugtist auch, dass die Transimpedanz einen zweiten symmetrischen Gleichspannungsverstärker miteiner dritten Transistorschaltung und einer vierten Transistorschaltungaufweist, wobei die dritte Transistorschaltung und die vierte Transistorschaltungjeweils wenigstens eine Emitterschaltung mit Spannungsgegenkopplungund eine zweite Konstantstromquelle aufweisen, wobei die zweiteKonstantstromquelle mit einem gemeinsamen Emitteranschluss der drittenund der vierten Transistorschaltung verbunden ist.
    [0013] Durchdie Realisierung mit einem symmetrischen Gleichspannungsverstärker ergibtsich die Möglichkeiteiner Gleichstromkopplung der beteiligten Komponenten VCO, Transadmittanz,Transimpedanz und Leistungsendstufe, was eine Realisierung der Gesamtschaltungauf einem Chip wesentlich vereinfacht.
    [0014] Fernerist bevorzugt, dass wenigstens eine der Transistorschaltungen wenigstenseinen bipolaren Transistor aufweist.
    [0015] BipolareTransistoren lassen sich einfach monolithisch integrieren und weisen.bei den im GHz-Bereich verwendeten, hohen Strömen, im Vergleich zu Feldeffekttransistoreneine verringerte Breite ihrer Struktur auf, was bei einer Miniaturisierung derSchaltung von Vorteil ist.
    [0016] Eineweitere bevorzugte Ausgestaltung zeichnet sich dadurch aus, dasswenigstens eine der Transistorschaltungen wenigstens einen Feldeffekttransistoraufweist.
    [0017] Bevorzugtist auch, dass erste Teilströmeder beiden Konstantstromquellen an einem ersten Knoten gesammeltwerden, der übereinen ersten Lastwiderstand mit einem Betriebspotential der Schaltung verbundenist, zweite Teilströmeder beiden Konstantstromquellen an einem zweiten Knoten gesammeltwerden, der übereinen zweiten Lastwiderstand mit dem Betriebspotential verbundenist, und dass ein erster Anschluss der Transimpedanz mit dem erstenKnoten und ein zweiter Anschluss der Transimpedanz mit einem zweitenKnoten verbunden ist.
    [0018] DieseAusgestaltung führtzu einem symmetrischen Schaltungsaufbau mit zwei Knoten, zwischendenen ein differentielles Ausgangssignal auftritt, in dem sich dasEingangssignal mit der dreifachen Frequenz abbildet. Dadurch, dassjeweils Teilströmean einem Knoten gesammelt werden, der über einen Lastwiderstand mitdem Betriebspotential verbunden ist, bildet sich die Summe der Teilstromänderungenin Spannungsabfällen über denLastwiderständenab. Da diese Spannungsabfälledie Amplitude des Ausgangssignals bestimmen, wird eine maximaleAmplitude erzielt.
    [0019] Eineweitere bevorzugte Ausgestaltung zeichnet sich durch eine Integrationauf einem Chip zusammen mit einem Sendezweig und einem Empfangszweigaus.
    [0020] Durchdiese Ausgestaltung lassen sich die Herstellungskosten für Kommunikationssystemeim Vergleich zu einer Realisierung auf separaten Chips verringern.
    [0021] Bevorzugtist auch, dass die Schaltung eine, gegebenenfalls steuerbare oderumschaltbare, Verbindung der Anschlüsse der Transimpedanz mit dem Sendezweigund/oder dem Empfangszweig aufweist.
    [0022] Eineweitere bevorzugte Ausgestaltung zeichnet sich durch eine Verbindungder Anschlüsse derTransadmittanz mit einem spannungsgesteuerten Oszillator aus.
    [0023] Durchdiese Ausgestaltung wird eine Verdreifachung der Frequenz des spannungsgesteuertenOszillators erzielt.
    [0024] Bevorzugtist auch, dass eine Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillatorszwei Drittel einer Sendefrequenz beträgt, für eine interne Signalverarbeitunghalbiert und durch die Schaltung verdreifacht wird.
    [0025] Beidieser Ausgestaltung oszilliert der spannungsgesteuerte Oszillatormit zwei Dritteln der Sendefrequenz. Hier treten die gleichen Vorteileauf wie bei einem Frequenz-Verhältnisvon einem Drittel. Durch das Zwischenschalten einer Teilung können jedochbei gleicher Sendefrequenz spannungsgesteuerte Oszillatoren miteiner höheren(doppelten) Frequenz verwendet werden. Der Vorteil der Teilung ergibtsich dann daraus, dass im Empfängereingesetzte Image-Rejection-Mischer mit zwei Signalen versorgt werden,die relativ zueinander eine Phasenverschiebung von 90 Grad aufweisen.
    [0026] WeitereVorteile ergeben sich aus der Beschreibung und den beigefügten Figuren.
    [0027] Esversteht sich, dass die vorstehend genannten und die nachstehendnoch zu erläuternden Merkmalenicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch inanderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohneden Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
    [0028] ZeichnungenAusführungsbeispieleder Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden inder nachfolgenden Beschreibung nähererläutert.Es zeigen, jeweils in schematischer Form:
    [0029] 1 eineKaskade aus einer Transadmittanz und einer Transimpedanz mit erfindungsgemäßen Steigungender Übertragungskennlinienund Aussteuerbereichen;
    [0030] 2 einedetaillierte schaltungstechnische Realisierung der Kaskade;
    [0031] 3 Übertragungskennlinienverläufe der Transadmittanz,der Transimpedanz und der Kaskade als Ganzes; und
    [0032] 4 Frequenzspektren bei Schaltungen nachdem Stand der Technik und nach der Erfindung.
    [0033] Dabeibezeichnen gleiche Bezugsziffern in den verschiedenen Figuren gleicheElemente. 1 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltung 10 miteiner Transadmittanz 12 und einer Transimpedanz 14.Die Transadmittanz 12 weist zwei Anschlüsse 16, 18 auf, andie eine Spannungsoszillation einer ersten Frequenz angelegt wird. Über eineStrom-Spannungs-Übertragungskennlinie 20 erzeugtdie Transadmittanz 12 daraus an Schnittstellenanschlüssen 22, 24,die einen Eingang der Transimpedanz 14 bilden, eine Stromoszillation.Diese Stromoszillation wird durch die Transimpedanz 14 über eineSpannungs-Strom-Übertragungskennlinie 26 inein Ausgangsspannungssignal umgewandelt, das zwischen Anschlüssen 28, 30 auftrittund das eine zweite Frequenz besitzt. Erfindungsgemäß wird dieTransadmittanz 12 so auf die Transimpedanz 14 abgestimmt, dassdie Strom-Spannungs-Übertragungskennlinie 26 derTransimpedanz 14 steiler als die Spannungs-Strom-Übertragungskennlinie 20 derTransadmittanz 12 verläuftund ein Aussteuerbereich 32 der Transadmittanz 12 größer istals ein Aussteuerbereich der Transimpedanz 14. Dabei umfasstein Aussteuerbereich alle Übertragungskennlinienpunkte,in denen die Übertragungskennliniebetragsmäßig eine bestimmteMindeststeigung aufweist. Ein Aussteuerbereich ist daher ein Bereich,in dem Eingangssignaländerungenzu verwertbaren Ausgangssignaländerungenführen.
    [0034] Bevorweiter unten mit Blick auf die 3 das Signalverhalteneiner solchen Schaltung 10 näher beschrieben wird, erfolgtzunächstmit Bezug auf die 2 eine Beschreibung eines konkretenschaltungstechnischen Ausführungsbeispielsder Schaltung 10, mit dem sich entsprechende Aussteuerbereiche 32, 34 und Übertragungskennlinien 20, 26 realisierenlassen.
    [0035] EineTransadmittanz 12 ist im Ausführungsbeispiel der 2 alssymmetrischer Gleichspannungsverstärker mit einer ersten Transistorschaltung 36,einer zweiten Transistorschaltung 38 und einer ersten Konstantstromquelle 40 realisiert.Die erste Konstantstromquelle 40 ist an einen gemeinsamen Emitterknoten 42 derbeiden Transistorschaltungen 36, 38 angeschlossenund bewirkt, dass die Summe der Emitterströme und damit, unter Vernachlässigungder Basisströme,auch die Summe der KollektorströmeICR1 der ersten Transistorschaltung 36 und ICL1 der zweitenTransistorschaltung 38 konstant bleibt. Jede Transistorschaltung 36, 38 weist wenigstenseinen Einzeltransistor 44, 46 auf, dessen Basismit einem der Anschlüsse 16, 18 verbundenist. In Abhängigkeitvon den Potentialen an den Eingangsanschlüssen 16, 18 verteiltsich ein Konstantstrom I1 der ersten Konstantstromquelle 40 aufdie KollektorströmeICR1 und ICL1, die an den Schnittstellenanschlüssen 22 und 24 andie Transimpedanz 14 übergebenwerden.
    [0036] DieTransimpedanz 14 besitzt ebenfalls einen symmetrischenAufbau. Eine dritte Transistorschaltung 48 und eine vierteTransistorschaltung 50 besitzen einen gemeinsamen Emitterknoten 52,der an eine zweite Konstantspannungsquelle 54 angeschlossenist. Jede Transistorschaltung 48, 50 weist wenigstenseinen Einzeltransistor 56, 58 auf, dessen jeweiligeBasis von einem der Schnittstellenanschlüsse 22 und 24 gesteuertwird. Widerstände 60, 62 sorgenfür eineSpannungsgegenkopplung, mit der das Potential am Kollektor jederTransistorschaltung 48, 50 auf die jeweilige Basisdes Transistors 56, 58 zurückgekoppelt wird. In Abhängigkeitvon den Potentialen an den Schnittstellenanschlüssen 22, 24 unddamit an den Basen der Transistorschaltungen 48 und 50 verteiltsich der Strom I2 der Konstantstromquelle 46 auf Kollektorströme ICR2der Transistorschaltung 48 und ICL2 der Transistorschaltung 50. Aneinem Knoten 64 werden die rechten Kollektorströme ICR1und ICR2 gesammelt. Analog werden an einem Knoten 66 dielinken KollektorströmeICL1 und ICL2 gesammelt. Jeder der Knoten 64, 66 ist über einenLastwiderstand 68, 70 an ein Betriebspotential(+) angeschlossen. Die Knoten 64 und 66 sind mitAnschlüssen 28 und 30 verbunden,an denen das Ausgangssignal der Schaltung 10 abgenommen wird.Ohne Stromfluss überdie Lastwiderstände 68 und 70 stelltsich an den Anschlüssen 28 und 30 das Betriebspotentialein. Bei einem Stromfluss durch die Lastwiderstände 68 und 70 stelltsich an den Anschlüssen 28 und 30 dasum den Spannungsabfall an den Lastwiderständen 68, 70 verringerteBetriebspotential ein. Ein erhöhterStromfluss führtzu einer Verringerung des Potentials an den Anschlüssen 28, 30, sodassdas Stromsignal durch diese An der Messung invertiert wird.
    [0037] Beigleichen Potentialen an den Anschlüssen 16 und 18 (V_in= 0) befindet sich die Schaltung 10 in einem symmetrischenArbeitspunkt. Dann gilt: ICL1 = ICR1 ≈ ½I1 sowieICL2 = ICR2 ≈ ½ I2.
    [0038] DieSummation der StrömeICR1 und ICR2 am Knoten 64 sowie der Ströme ICL1und ICL2 am Knoten 66 ergibt in Verbindung mit der Spannungskonvertierungdurch die Lastwiderstände 68 und 70 ebenfallseinen differentiell gleichspannungsfreien Zustand (V_out = 0) anden Anschlüssen 28 und 30. Mitanderen Worten: Durch den rechten und den linken Zweig der Transadmittanz 12 fließen diegleichen StrömeI1/2 und durch den rechten und den linken Zweig der Transimpedanz 14 fließen gleicheStröme I2/2.Wegen der Symmetrie der Anordnung ist V_out = 0. Durch jeden Lastwiderstand 68, 70 fließt die SummeI1/2 + I2/2, die dort gleiche Spannungsabfälle gegen das Betriebspotentialerzeugen. Erfindungsgemäß ist dieSchaltung 10 so dimensioniert, dass I1 größer alsI2 ist.
    [0039] Wenndann das Potential am Anschluss 16 des rechten Zweigesder Transadmittanz 12 erhöht und das Potential am Anschluss 18 deslinken Zweiges der Transadmittanz 12 durch eine differentiell symmetrischeAnsteuerung verringert wird, fließt durch den rechten Zweigein erhöhterKollektorstrom ICR1 = I1/2 + delta und durch den linken Zweig ein entsprechendverringerter Kollektorstrom Strom ICL1 = I1/2 – delta.
    [0040] Über denWiderständen 60 und 68 desrechten Zweiges fälltdann eine erhöhteSpannung ab.
    [0041] Daherwird das Potential am Basisanschluss des 22 rechten Transistors 56 niedriger.Als Folge sinkt der Kollektorstrom ICR2 des Transistors 56 ab.
    [0042] Unterder Vorraussetzung, dass der Kollektorstrom ICR2 stärker (steiler)abfälltals der Strom ICR1 durch den rechten Widerstand 60 steigt,dominiert der Abfall des Kollektorstroms ICR2 zunächst denVerlauf des Stroms ICR1 + ICR2 durch den Widerstand 68.Der Spannungsabfall am Widerstand 68 wird kleiner, wasdas Potential am verbundenen Anschluss 30 ansteigen lässt. Analogfällt dasPotential am Anschluss 28 durch die symmetrische Ansteuerungsymmetrisch ab.
    [0043] Wennder Kollektorstrom ICR2 im rechten Zweig der Transimpedanz 14 seinMinimum (Null) und der Kollektorstrom ICL2 im linken Zweig der Transimpedanz 14 seinMaximum (I2) erreicht hat, ist die Transimpedanz 14 ausgesteuert.Sie kann daher den Strom ICL1 + ICL2 durch den Lastwiderstand 70 nichtweiter erhöhenund den Strom ICR1 + ICR2 durch den Lastwiderstand 68 nichtweiter verringern.
    [0044] Diemaximale Potentialdifferenz zwischen den Anschlüssen 28, 30 wirdalso durch die symmetrisch mit verschiedenem Vorzeichen behaftetenAbweichungen der an den Knoten 64, 66 summierten Kollektorströme von denzugehörigenKollektorströmenim Arbeitspunkt der Transistoren 56, 58 festgelegt.Die maximale Amplitude definiert den Aussteuerbereich 34 derTransimpedanz 14.
    [0045] EineSteigerung der Eingangsamplitude über den Wert hinaus, bei demdie invertierte Ausgangsamplitude maximal ist, führt daher zu keiner weiterenSteigerung der Abweichungen der Kollektorströme ICR1, ICR2 von den Arbeitspunktwerten. Diesystematische Übersteuerunghat vielmehr den Effekt, dass große Eingangssignalamplitudennur zu dem Teil, der mit der maximalen Kollektorstromabweichungvom Arbeitspunktwert korreliert, invertiert werden. Die restlicheEingangssignalamplitude, die bei einer Emitterschaltung einem Stromdurch die Gegenkopplungswiderstände 60, 62 entspricht,wird nicht durch eine steilere Gegenreaktion der Transistoren 56 , 58 durch Überkompensationinvertiert und erzeugt daher nicht-invertierte Spannungsänderungen über den Lastwiderständen.
    [0046] DieTransadmittanz 12 ist aber, wegen des im Vergleich zumAussteuerbereich 34 der Transimpedanz 14 breiterenAussteuerbereiches 32, bei höheren Signalamplituden nochnicht ausgesteuert und kann den Strom ICR1 weiter erhöhen undden Strom ICL1 weiter verringern. Bei ausgesteuerter Transimpedanz 14 dominierendie weiteren Änderungender StrömeICR1 und ICL1 die (nicht-invertierten) Änderungen der Ströme durchdie Lastwiderstände 68 und 70.Mit wieder steigendem Strom durch den Lastwiderstand 70 sinktdas Potential am verbundenen Ausgang 28 ab, bis auch dieTransadmittanz 12 ausgesteuert ist. Analog sinkt der Stromdurch den Lastwiderstand 68 weiter ab und erzeugt innerhalbdes Aussteuerbereichs der Transadmittanz 12 ein steigendesPotential am verbundenen Anschluss 30.
    [0047] In 3 istjeweils die Übertragungskennlinie 20 derTransadmittanz 12, die Übertragungskennlinie 26 derTransimpedanz 14 und eine Übertragungskennlinie 72 dergesamten Schaltung 10 im Zusammenhang dargestellt. Dabei zeigt die 3a die Strom-Spannungs-Übertragungskennlinie 20 der Transadmittanz 12 miteinem vergleichsweise breiten Aussteuerbereich 32, in demdie Übertragungskennlinie 20 einevergleichsweise kleine Steigung aufweist. 3b zeigtdie Übertragungskennlinie 26 der Transimpedanz 14 miteinem vergleichsweise schmalen Aussteuerbereich 34 undeiner vergleichsweise steilen Übertragungskennliniensteigung. 3c zeigtdie aus dem Zusammenwirken der Transadmittanz 12 und Transimpedanz 14 resultierendeGesamtübertragungsfunktion 72.Das Eingangssignal V_in erfährtim linearen Aussteuerbereich 34 der Transimpedanz 14 sowohldurch die Transadmittanz 12 als auch durch die Transimpedanz 14 einePhasendrehung (Invertierung). Das Ausgangssignal V_out ist damitwieder in Phase mit dem Eingangssignal V_in. Wegen des größeren Aussteuerbereiches 32 derTransadmittanz 12 geht die Transimpedanz 14 zuerstin ihre Begrenzung außerhalbihres Aussteuerbereichs 34. Bei weiterer Aussteuerung derTransadmittanz 12 fließtder Ausgangsstrom dann direkt – ohneInvertierung durch die Transimpedanz 12 – über dieGegenkopplungswiderstände 60, 62 andie Knoten 64 und 66.
    [0048] DieGesamtübertragungsfunktion 72 zeigt somiteinen Bereich 74 hoher Verstärkung innerhalb eines kleinenAussteuerbereiches (in Phase) mit anschließender Phasenumkehr auf beidenSeiten 76, 78 des Bereichs 74. Wird nunein Eingangssignal V_in ausreichender Amplitude an den Eingang 16, 18 gelegt,so wird die gesamte Übertragungskennlinie 72 durchlaufenund die Frequenz des Eingangssignals V_in bildet sich verdreifachtim Ausgangssignal V_out ab.
    [0049] ImFolgenden wird die Frequenzverdreifachung unter wechselndem Bezugauf die 2 und 3 erläutert. Beikleiner Aussteuerung (Anschluss 16 geringfügig positivgegen Anschluss 18) wird ICR1 größer als ICL1. Dies verursachtsomit an dem rechten Gegenkopplungswiderstand 60 einengrößeren Spannungsabfallals an dem linken Gegenkopplungswiderstand 62. Als Folgewird Transistor 56 gegenüber Transistor 58 gesperrtund ICL2 wird größer alsICR2. Aufgrund der größeren Steilheitder Übertragungskennlinieder Transimpedanz 14 folgt für die Summen der Ströme, dassICR1 + ICR2 kleiner als ICL1 + ICL1 ist. Im Bereich kleiner Aussteuerungerfolgt somit eine zweifache Invertierung, bei der keine Veränderungder Frequenz eintritt. Dies entspricht dem Verhalten der bekanntenSchaltung, bei der die konstante Stromstärke I1 der Transadmittanz 12 kleinerals die konstante StromstärkeI2 der Transimpedanz 14 ist. Der Bereich kleiner Aussteuerungenentspricht dem in 3b mit der Ziffer 34 bezeichneten Aussteuerbereichder Transimpedanz 14.
    [0050] Wirddagegen der Anschluss 16 gegenüber dem Anschluss 18 alsFolge einer großendifferentiellen Aussteuerung, die den Aussteuerbereich 34 übersteigt,stark positiv, stellen sich andere Effekte ein, die das Großsignalverhaltenfestlegen . Es gilt zwar weiter, dass ICR1 größer als ICL1 ist, aber ICR2 bleibtkonstant auf dem Wert I2 und ICL2 auf dem Wert Null, da die Transimpedanz 14 bereitsvollständigausgesteuert ist. Dies verursacht somit durch den Gegenkopplungswiderstand 60 einenweiter zunehmenden Stromfluss und an dem Gegenkopplungswiderstand 62 einenweiter abnehmenden Stromfluss. Die Summation der Ströme ergibtdie in der 3c dargestellte Umkehr des Summenstromes.Durch Wahl des Verhältnissesvon I1 und I2 mit I1 größer I2 ergibtsich die Gesamtübertragungsfunktion 72 entsprechend 3c.Mit anderen Worten: Durch Umdimensionierung der Schaltung (I1 > I2) wird erreicht, dassder Eingangsstromhub der Transadmittanz 12 einen größeren Linearitätsbereich(Aussteuerbereich) 32 aufweist als dies die maximale Amplitude derTransimpedanz 14 erfordern würde. Dadurch wird die Transimpedanz 14 übersteuertund der zusätzlicheStrom gelangt ohne Invertierung direkt an den Ausgang. Insbesonderewird aus der 3c ersichtlich, dass jede eingangsseitigeHalbwelle genau drei ausgangsseitige Halbwellen, also eine Frequenzverdreifachungbewirkt.
    [0051] 4a zeigteine klassische Schaltungstopologie, bei der ein spannungsgesteuerterOszillator 80 (Voltage Controlled Oscillator VCO) auf dergleichen Frequenz von zum Beispiel 2,5 GHz schwingt wie eine Leistungsendstufe 82 (PowerAmplifier PA), die eine Antenne 84 speist. Dadurch kanneine Frequenz 86 der Leistungsendstufe 82 direktdie Frequenz 88 des spannungsgesteuerten Oszillators 80 stören. DiemöglicheEinkopplung wird durch den Pfeil 90 repräsentiert.
    [0052] Beieiner Frequenzverdopplung mit einem zwischengeschalteten Verdoppler 92,wie sie 4b dargestellt ist, kann eineSubharmonische 94 der Leistungsendstufenfrequenz 86 dieFrequenz 88 des Oszillators stören. Bei einer Frequenzhalbierung durcheinen zwischengeschalteten Teiler 96 entsprechend 4c kanndie erste Harmonische 98 der Leistungsendstufe 82 denOszillator 80 stören.Dagegen tritt bei einer Frequenzverdreifachung durch Zwischenschaltungeiner erfindungsgemäßem Schaltung 10,wie sie in den 4d und, mit einer zusätzlichenHalbierung, in 4e dargestellt ist, keine störende Rückwirkungauf, da die beteiligten Frequenzen 86, 88, gewissermaßen teilerfremdsind. UnerwünschteKopplungen treten erst bei höherenHarmonischen der Oszillator- und Leistungsendstufen-Frequenzen 88, 86 auf.Dies ist jedoch vergleichsweise unkritisch, weil Frequenzanteilebei höherenFrequenzen (10 GHz, 14 GHz,...) in weiteren beteiligten Signalverarbeitungsstufendurch parasitäreKomponenten der Ausgangsbeschaltung stark gedämpft werden.
    权利要求:
    Claims (10)
    [1] Schaltung (10) zur Vervielfachung einerFrequenz mit einer Kaskade aus einer Transadmittanz (12)mit einer Übertragungskennlinie(20) und einer Transimpedanz (14) mit einer Übertragungskennlinie (26),wobei die Transadmittanz (12) zwei Anschlüsse (16, 18)für einSignal (V_in) einer ersten Frequenz und die Transimpedanz (14)zwei Anschlüsse(28, 30) fürein Signal (V_out) einer zweiten Frequenz aufweist, dadurch gekennzeichnet,dass die Übertragungskennlinie(26) der Transimpedanz (14) steiler verläuft alsdie Übertragungskennlinie(20) der Transadmittanz (12) und dass ein Aussteuerbereich(32) der Transadmittanz (12) größer istals ein Aussteuerbereich (34) der Transimpedanz (14).
    [2] Schaltung (10) nach Anspruch 1, dadurchgekennzeichnet, dass die Transadmittanz (14) einen erstensymmetrischen Gleichspannungsverstärker mit einer ersten Transistorschaltung(36), einer zweiten Transistorschaltung (38) undeine erste Konstantstromquelle (40) aufweist, die mit einemgemeinsamen Emitteranschluss (42) der ersten Transistorschaltung(36) und der zweiten Transistorschaltung (38)verbunden ist.
    [3] Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,dass die Transimpedanz (14) einen zweiten symmetrischenGleichspannungsverstärker miteiner dritten Transistorschaltung (48) und einer viertenTransistorschaltung (50) aufweist, wobei die dritte Transistorschaltung(48) und die vierte Transistorschaltung (50) jeweilswenigstens eine Emitterschaltung mit einem Einzeltransistor (56, 58)und einer Spannungsgegenkopplung durch einen Widerstand (60, 62)und eine zweite Konstantstromquelle (54) aufweisen, wobeidie zweite Konstantstromquelle (54) mit einem gemeinsamenEmitteranschluss (52) der dritten und der vierten Transistorschaltung (48, 50)verbunden ist.
    [4] Schaltung (10) nach Anspruch 2 und/oder3, dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens eine der Transistorschaltungen(36, 38, 48, 50) wenigstenseinen bipolaren Transistor aufweist.
    [5] Schaltung (10) nach Anspruch wenigstenseinem der Ansprüche2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens eine der Transistorschaltungen(36, 38, 48, 50) wenigstenseinen Feldeffekttransistor aufweist.
    [6] Schaltung (10) nach wenigstens einem derAnsprüche3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass erste Teilströme der beidenKonstantstromquellen (40, 54) an einem erstenKnoten (64) gesammelt werden, der über einen ersten Lastwiderstand(68) mit einem Betriebspotential der Schaltung (10)verbunden ist, zweite Teilströmeder beiden Konstantstromquellen (40, 54) an einemzweiten Knoten (66) gesammelt werden, der über einenzweiten Lastwiderstand (70) mit dem Betriebspotential verbundenist und dass ein erster Anschluss (28) der Transimpedanz(14) mit dem ersten Knoten (64) und ein zweiterAnschluss (30) der Transimpedanz (14) mit einemzweiten Knoten (66) verbunden ist.
    [7] Schaltung (10) nach wenigstens einem der vorhergehendenAnsprüche,gekennzeichnet durch eine Integration auf einem Chip zusammen miteinem Sendezweig und einem Empfangszweig.
    [8] Schaltung (10) nach Anspruch 7, gekennzeichnetdurch eine Verbindung der Anschlüsse(28, 30) der Transimpedanz (14) mit demSendezweig und/oder dem Empfangszweig.
    [9] Schaltung (10) nach Anspruch 8, gekennzeichnetdurch eine Verbindung der Anschlüsse(16, 18) der Transadmittanz (12) miteinem spannungsgesteuerten Oszillator (80).
    [10] Schaltung (10) nach Anspruch 9, dadurchgekennzeichnet, dass eine Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuertenOszillators (80) zwei Drittel einer Sendefrequenz beträgt, für eine interneSignalverarbeitung halbiert und durch die Schaltung (10) verdreifachtwird.
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